Усилитель для наушников с трансформаторным выходом. Часть первая.

Небольшое вступление

Были у меня два вот таких трансформатора – я приобрёл их для проекта, которому, к моему сожалению, не суждено было воплотиться, но трансформаторы эти своим наличием побуждали меня меня что-нибудь с ними сделать и через некоторое время у меня родилась идея использовать их в качестве выходных в усилителе для наушников. Заранее оговорюсь, что, несмотря на то, что мне нравится звучание собранного усилителя, я до сих пор сомневаюсь в правильности подобного решения. Дело в том, что с одной стороны, во многих источниках я читал и про правило 1/8 (для удачного согласования с нагрузкой, выходное сопротивление усилителя должно быть в 8 раз меньше сопротивления наушников) и про то, что производители наушников проектируют демпфирование магнитной системы исходя из того, что в большинстве случаев, наушники будут подключены к усилителю с низкоомным, а не согласованным по сопротивлению выходом, с другой же стороны, я решил построить именно такой усилитель в большей степени из-за собственного любопытства, из-за желания ответить на вопрос: а что произойдёт, если... Поэтому, я ни в какой степени не собираюсь утверждать, что данное решение правильно, оптимально и оправдано, но возможно, мои рассуждения кому-то покажутся интересными или в чём-то смогут помочь. Главное – чтобы не навредили!

Измерения параметров схем проводились при помощи двух приборов: цифрового мультиметра Fluke 87V и цифровой приставки-осциллографа (она же и сигнал-генератор) VT DSO-2A20E от Virtins Technology. Эта самая цифровая приставка подключается к компьютору, что позволяет сохранять данные измерений, в том числе, в виде файла данных для последующего использования в расчётах а так же для отображения в виде таблиц и графиков, например, в excel'e.

О выходных трансформаторах

Итак, трансформатор NP-126 изготовленный фирмой «ISO Tango», схема обмоток которого приведена на рисунке 1, а параметры (по данным производителя) в следующей таблице.

Таблица 1. Параметры трансформатора NP-126 (по данным производителя).

В следующей таблице приведены результаты измерений активных сопротивлений обмоток:

Таблица 2. Измеренные значения активных сопротивлений обмоток трансформатора NP-126.

Интересно, что в документации на этот трансформатор, приведенной на сайте Acoustic Dimensions, отводы вторичной обмотки имеют другую нумерацию, по всей видимости, у меня старые экземпляры, приобретённые ещё до «перезапуска» бизнеса Tango в 2013-м году.

Максимальный постоянный ток через первичные обмотки, соединённые последовательно – 20мА, максимальный постоянный ток через первичные обмотки, соединённые параллельно – 40мА. Коэффициент трансформации n = 1:0.245 для первичных обмоток, соединённых последовательно.

Вот, что пишет об этом трансформаторе производитель:

The Tango NP-126 has 2 primary windings and can be used as Single-ended (SE) to SE, or PP to SE, or with the 2 primary windings connected in series the NP-126 can be used with tubes which internal resistance is between 10K and 20K. (tubes with lower internal resistance are always possible). When the primary windings are connected in parallel the NP-126 can be used with tubes which internal resistance is between 2K5 and 5K.

Я, кстати, планировал подключать наушники, а их у меня несколько, как низкоомные (32Ω), так и относительно высокоомные (250Ω) следующим образом:

Поскольку выходной каскад я предполагал построить на триоде по однотактной схеме, как показано на следующем рисунке:

а сопротивление нагрузки (например, 250Ω), подключенное к выводам 2-6 вторичной обмотки, должно отобразится на сторону первичных обмоток как 250Ω х n² = 250 х 4.08² = 4162Ω, то осталось только найти лампу и подобрать такой режим её работы, чтобы внутренне сопротивление лампы Ri в области рабочей точки вместе с активными сопротивлениями первичных обмоток трансформатора и сопротивлениями прочих элементов обвязки давали бы в сумме что-то около 4162Ω.

Скажу сразу - задача оказалась непростой и в конце концов, я пришёл к следующему, во многом компромиссному решению:

(синим и красным цветом обозначены параметры по постоянному току, напряжения измерены относительно «земли»)

При этом, внутреннее сопротивление Ri одного триода лампы 6SN7 для заданного режима работы получилось около 6400Ω и, следовательно, сопротивление в цепи первичной обмотки трансформатора Zp учитывая сопротивления резисторов автоматического смещения в цепях катодов (180Ω) и активное сопротивление двух первичных обмоток трансформатора, соединённых последовательно (380Ω + 380Ω), будет равным: (6400 + 180) / 2 + (380 + 380) = 4050Ω, которое отобразится на вторичную обмотку трансформатора следующим образом:

Таблица 3. Зависимость между импедансом в цепи первичных обмоток и импедансом в цепи вторичной обмотки.

Опасение у меня вызывало то обстоятельство, что постоянный ток 23мА, проходящий через первичные обмотки трансформатора, превышает максимально допустимый ток, определённый производителем для данного способа подключения первичных обмоток в 20мА, что, возможно, может подвести трансформатор к режиму насыщения. Поэтому, я решил провести следующий эксперимент. Я исходил из того, что если трансформатор будет находится в режиме насыщения, то линейное изменение переменного напряжения, подведённого к первичной обмотке, вызовет нелинейное изменение напряжения во вторичной обмотке (хотя, в данном случае, корректнее рассматривать изменение токов через первичную и вторичную обмотки). Итак, я собрал рассмотренный ранее выходной каскад, установил параметры ламп по постоянному току и измерил зависимости выходного напряжения трансформатора от входного синусоидального напряжения, изменяемого от 0.1 до 2.0 вольт амплитуды для частот 10Гц, 20Гц, 40Гц, 80Гц, 100Гц, 1000Гц и 10000Гц. Результаты измерений меня несколько успокоили и я продолжил воплощать свою идею.

Блок-схема усилителя

Итак, я строю двухканальный усилитель с блоком питания на кенотроне, каждый канал усилителя состоит из следующих блоков:

• - входной каскад с регулятором громкости, выполненный по схеме SRPP
• - регулятор тембра
• - выходной каскад

Регуляторы тембра

Проектирование усилстеля я начну я с регуляторов тембра, поскольку мне необходимо узнать, насколько регуляторы ослабят сигнал, подаваемый со входного каскада на выходной каскад. Регуляторы тембра я буду строить по схеме Джеймса (James). Для интересующихся, на сайте «Vacuum Tube Design and Application Notes» приведена ссылка на оригинальную статью E.J. James: «Simple Tone Control Circuit», опубликованную в издании «Wireless World» в далёком феврале 1949 года. Интересна приписка в конце статьи:

I should draw your attention to the fact that a tone-control circuit exactly similar to that described by E.J. James in your February issue, except for the slight differences in values of elements, was designed by our engineer Michael Volkoff as early as July, 1939, when the first amplifier embodying this circuit ever since then, and there are now over one thousand amplifiers in Belgium with this tone control built in.

Willy L’Hoest, Rocke International, Ltd, Brussels

Впрочем, я не собираюсь заострять внимание на вопросах приоритетов, хочу лишь упомянуть о том, что на сайте «Vacuum Tube Design and Application Notes» (равно как и на многих других) приведен полный анализ этого регулятора что облегчает как представление о нём, так и подбор номиналов компонентов.

Схема регуляторов тембра

Когда-то я просчитывал эту схему по её модели замещения в excel'e, но на сегодняшний день существуют более наглядные способы, например, онлайн-калькуляторы, которыми можно воспользоваться для того, чтобы подобрать желаемое поведение и параметры подобного (и не только) регулятора. Из тех калькуляторов регуляторов тембра, с чем мне было приятно работать, могу порекомендовать онлайн-версию TSC, либо его оффлайн-версию, устанавливаемую непосредственно на компьютере. Тем не менее, простую прикидку величины ослабления сигнала в области низких и высоких частот можно сделать не прибегая к помощи калькуляторов, но основываясь на следующих предположениях:

Ослабление сигнала на низких частотах, когда сопротивление конденсаторов С3 и С4 велико, будет обеспечено, в основном, цепью R1 – C1 – R2 – C2 – R3 (влиянием резистора R4 можно пренебречь, поскольку делитель подключен к последующему каскаду с относительно высоким входным сопротивлением), образующих делитель напряжения:

где α - величина, пропорциональная углу поворота движка потенциометра R2, принимающая значения в диапазоне 0...1.

В области очень низких частот, вплоть до постоянного тока, сопротивления конденсаторов С1 и С2 для выбранных значений будут велики, что позволит исключить их из рассмотрения, поэтому, можно полагать, что коэффициент передачи регулятора низких частот в области самых низких частот (вплоть до постоянного тока) будет определяться резисторами R1, R2 и R3:

Кн = ((1-α)R2 + R3) / (R1 + R2 + R3)

В области высоких частот сопротивления конденсаторов С1 и С2 для выбранных значений будут малы, что позволит исключить резистор R2 из рассмотрения, поэтому, можно полагать, что коэффициент передачи регулятора низких частот в области высоких частот будет определяться только резисторами R1 и R3:

Кн = R3 / (R1 + R3) = 4.3 / (43 + 4.3) = 0.091

Работу регулятора в области высоких частот, когда сопротивление конденсаторов С1 и С2 мало, можно представить следующей схемой:

где β - величина, пропорциональная углу поворота движка потенциометра R5, принимающая значения в диапазоне 0...1.

Коэффициент передачи регулятора высоких частот в области низких частот, в силу высокого сопротивления конденсаторов С3 и С4, как и рассчитанный ранее Кн, будет определяться только резисторами R1 и R3.

Значение величин α, β при которых коэффициент передачи регулятора тембра не будет зависеть от частоты равно R1 / (R3 + R1) = 43 / ( 43 + 4.3) = 0.91.

На графике, приведенном ниже, показана зависимости коэффициентов Кн и Кв от частоты при значении α = β = 0.91. Поскольку линейность графика достигается при величинах α, β, не соответствующих среднему положению движков потенциометров регулятора следует, что в качестве регуляторов тембра необходимо применять потенциометры с логарифмической характеристикой.

Значение коэффициента ослабления сигнала (0.091 или -20.8dB по отношению ко входному напряжению 1V_AMPL), вносимого регулятором тембра должно дать представление о том, каким должен быть коэффициент усиления входного каскада, необходимый для того, чтобы это самое ослабление скомпенсировать.

Примечания

Формулы расчёта коэффициентов передачи регулятора тембра для низких и высоких частот а так же графики зависимости коэффициента передачи регулятора тембра от частоты и величин, пропорциональных положению движков потенциометров приведены тут.

Входной каскад

Входной каскад усилителя выполнен по схеме SRPP (параллельно управляемого двухлампового усилителя) на двух триодах лампы 6SN7. Сама идея, собственно, подсмотрена у Tossie (см. например, «кладези японской мудрости» AR или N-CDB) а расчёт каскада я проводил используя теоретичесское описание, излженное в работе А. Л. Гурского «Каскад SRPP теория и практика», которую можно найти в сети по названию.

Расчётная схема входного каскада приведена на рисунке ниже.

Дело в том, что у меня сложились определённые предпочтения по поводу режима лампы в схеме SRPP по постоянному току, исходя из которых я выбрал значение тока покоя лампы I_P равным 6.6мА при анодном напряжении 320V и напряжение смещения на сетках равным -1.3V. Для того, чтобы обеспечить это напряжение для заданного значения тока покоя, значение сопротивления резисторов автоматического смещения в цепях катодов R_C1 и R_C2 должно быть 200Ω.

Коэффициент усиления каскада должен быть таким, чтобы скомпенсировать ослабление, вносимое регулятором тембра (-20.8dB). Теоретический коэффициент усиления SRPP каскада по А.Л.Гурскому, «Каскад SRPP теория и практика» [21] будет равен:

А=-μ₁ x (R_i2 + μ₂ x R_C2) / ((R_i2 / R_L) x (R_C2 + R_i1 + (μ₁ + 1) x R_C1) + (R_i2 + (μ₂ + 1) x R_C2 + R_i1 + (μ₁ + 1) x R_C1))

где:

Таблица 4. Параметры расчётной схемы входного каскада.

Если подставить в эту формулу выбранные значения резисторов R_C1 и R_C2 а так же значения параметров лампы 6SN7 от «Sylvania», взятые из справочного листка с сайта «https://frank.pocnet.net», то значение расчётного коэффициента усиления каскада получится равным 21.3dB, что едва-едва скомпенсирует ослабление, вносимое регулятором тембра. При этом необходимо учитывать, что реальный коэффициент усиления каскада, как правило, будет несколько ниже. Что же делать, если нужно всё-таки немного увеличить коэффициент усиления каскада SRPP? В работе Гурского дан ответ и на этот вопрос: нужно увеличить сопротивление катодного резистора «верхней» лампы каскада, правда, там же упомянуто и за счёт чего будет это увеличение коэффициента усиления достигнуто, впрочем, мне выбирать особо не приходится. Я немного экспериментировал с различными соотношениями резисторов в цепях катодов «верхней» и «нижней» лампы SRPP, результаты измерений для частоты входного сигнала 1000Гц приведены в таблице.

Таблица 5. Значения коэффициента усиления и коэффициента гармонических искажений SRPP в зависимости от R_C1 и R_C2.

Важное замечание по поводу приведенных в таблице значений коэффициента гармонических искажений (THD). Насколько я понимаю, цифровая приставка-осциллограф VT DSO-2A20E не проводит прямого измерения этой величины, но вычисляет её по результатам измеренной спектрограммы. Я обратил внимание, что для одних и тех же условий, «вычисленное» значение THD может несколько меняться в зависимости от масштаба измерения амплитуды и частоты семплирования измеряемого сигнала, поэтому, я бы не рекомендовал принимать приведенные значения THD в качестве референсных.

Оранжевым цветом отмечена строчка в таблице, данные которой соответствующую номиналам R_C1 и R_C2, используемым в дальнейшем, при этом, вычисленный коэффициент усиления каскада равен 23.7dB, а измеренный - 22.96dB.

Примечания

Амплитудно-частотная характеристика каскада SRPP приведена тут.

Схема одного канала усилителя

Параметры по постоянному току были измерены на полностью собранном усилителе, измеренные величины несколько отличаются от расчётных.

Важное замечание по поводу питания цепей накала лампы SRPP. Поскольку накальная цепь лампы 6SN7 подогревает оба катода, как «верхней», так и «нижней» лампы, то между цепью накала и катодом «верхней» лампы будет присутствовать разность потенциалов, обусловленная напряжением U_B1. По рекомендации производителя (см. параметр «Heater Positive with respect to Cathode»), разность потенциалов между накалом и катодом для лампы 6SN7 должна быть не более 100V, таким образом, если не предпринять никаких мер, то разность потенциалов между накалом и катодом «верхней» лампы превысит рекомендованное производителем значение. Чтобы этого не произошло, к цепи накала нужно подвести такое напряжение, чтобы разность потенциалов как между накалом и катодом «нижней» лампы, так и между накалом и катодом «верхней» лампы была менее 100V, см. цепочку R5, R6 на схеме блока питания.

Примечания

Скачать файл с измеренными данными в формате MS Excel 2013 можно тут.

Блок питания

Потребление накальных цепей

• накал f₁: 2 х 6SN7GT (2 х 600мA) - 1200мA
• накал f₂: 2 х 6SN7GT (2 х 600мA) - 1200мA
• накал кенотрона GZ32 (по справочнику) - 2000мA

Потребление анодных цепей

• 2 лампы 6SN7, выходные каскады, аноды включены параллельно 2 х 23мA = 46мA
• 2 лампы 6SN7, SRPP: 2 х 6.5мA = 13мA
• Ток через шунтирующие резисторы (примерно) 5мA

Общий предполагаемый ток потребления анодных цепей: 46мА + 13мА + 3мА = 64мА

Потребление схемы задержки анодного напряжения (питание от цепи накала f₂) - 150мА

Описание трансформатора

В качестве трансформатора источника питания я буду использовать трансформатор GS-115D фирмы ISO TANGO. На следующем рисунке зелёным цветом обозначены напряжения, измеренные на холостом ходу трансформатора.

Для дальнейших расчётов мне понадобится активное сопротивление одной секции вторичной обмотки, в дальнейших расчётах я буду пользоваться величиной, полученным усреднением значений активных сопротивлений секций: (82.4Ω + 78.2Ω) / 2 = 80.3Ω.

Описание выпрямителя анодных напряжений

Предоставленные производителем рабочие характеристики кенотрона GZ32 для ёмкостного фильтра (operation characteristics full-wave circuit, capacitor input to filter) можно использовать для определения величины выпрямленного напряжения на входе ёмкостного фильтра выпрямителя для предполагаемого тока потребления анодных цепей. Для того, чтобы выбрать рабочую характеристику, нужно знать сопротивление трансформатора, приведенное ко вторичной обмотке, см. формулу R_T = R_S + n²R_P, приведенную на следующем рисунке:

Необходимо принять во внимание, что под «n» в этой формуле понимают «transformer voltage step-up ratio per section» (коэффициент повышения напряжения трансформатора на секцию), другими словами, отношение 280V / 230V или 1.22.

Итак, R_T = 80.3Ω + 1.22² x 15.6Ω = 103.5Ω, для дальнейших расчётов используем рабочую характеристику «2» для напряжений на секциях вторичной обмотки ~300V, с помощью которой для предполагаемого тока потребления анодных цепей 64мА определяем величину выпрямленного напряжения на входе ёмкостного фильтра (примерно): 348V.

Прямое напряжение, приложенное к анодам кенотрона на холостом ходу выпрямителя, будет равно амплитудному значению напряжения вторичной обмотки трансформатора. До этого напряжения должен зарядиться первый конденсатор фильтра при отсутствии нагрузки. Переменное напряжение холостого хода вторичной обмотки трансформатора, измеренное между точками «0» и «~280V» оказалось равным ~304V_RMS. Поэтому, к анодам кенотрона на холостом ходу выпрямителя будет приложено напряжение U_Р0 = 304√2 = 430V. Поскольку секции вторичной обмотки и конденсатор фильтра включены по отношению к анодам кенотрона последовательно, то в момент отрицательного полупериода напряжения, приложенного к аноду (кенотрон заперт), катод кенотрона находится под положительным напряжением конденсатора фильтра U_С. Таким образом, между анодом и катодом кенотрона появляется удвоенное амплитудное напряжение вторичной обмотки (Peak Inverse Voltage) U_INV = 2U_Р0 = 2 х 430 = 860V. Это напряжение должно быть меньше допустимого предельного обратного напряжения анода кенотрона (для GZ32 – 1400V).

Амплитуда пульсаций напряжения на конденсаторе фильтра С ёмкостью 30μF под расчётной нагрузкой I_Р = 64мА:

U~ = I_Р / (2 x fc x C) = 0.064 / (2 x 50 x 30 x 10^-6) = 21.33V_P-P.

Соображения по определению амплитуды пульсаций напряжения на конденсаторе изложены в книге Джона Моргана «Ламповые Усилители» (Morgan Jones «Valve Amplifiers»):

Although the reservoir capacitor theoretically discharges exponentially, the discharge curve may be taken to be a straight line. And if the load is a series regulator, the discharge curve is certainly a straight line. Given this approximation, it is easy to calculate what the output ripple voltage will be.

The charge stored in a capacitor is:

Q = CV

The total charge, due to a current I, flowing for time t, is:

Q = It

We can combine these equations:

CV = It

Rearranging:

V = It / C

This equation gives the voltage change on the capacitor due to the capacitor supplying current I for time t. If mains frequency is 50 Hz, then (time of the) each half cycle is (1/f/2) = 0.01s. If we now make another approximation, and say that the capacitor supplies current all of the time, then t = 0.01s. We now have a useful equation:

V ripple _(P-P) = 0.01 x I / C.

Описание LC фильтра и цепочек формирования анодных напряжений

Расчётная схема блока питания, содержащая LC фильтр и цепочки формирования анодных напряжений для одного канала усилителя приведена на следующем рисунке.

В рассматриваемой схеме, LC фильтр, образованный дросселем L1 и конденсатором С2, предназначен для сглаживания пульсаций напряжения на выходе выпрямителя (точка «А»).

Коэффициент фильтрации индуктивного фильтра К_Ф показывает во сколько раз напряжение пульсаций на выходе фильтра меньше напряжения пульсаций на входе фильтра, или

К_Ф = U~_IN / U~_OUT = (2πf)²LC - 1, где

f - частота пульсаций фильтруемого напряжения (для двухполупериодной схемы выпрямителя частота пульсаций равна 100Гц).

L - индуктивность дросселя, Гн.

С - ёмкость следующего за дросселем, конденсатора (С2), Ф.

Таким образом, К_Ф = (2π x 100)² x 30 x 300 x 10^-6 - 1 = 3552.

Поскольку U~_IN = 21.33V_(P-P), то U~_OUT = U~_IN / К_Ф = 21.33 / 3552 = 0.006V = ~6mV_(P-P).

Поскольку дроссель обладает активным сопротивлением, то напряжение на выходе фильтра U_B (точка «B») будет меньше входного напряжения U_С на величину I_B х 365Ω. Для статической нагрузки 32mА это падение составит 365Ω х 0.032 = 11.7V, таким образом U_B = U_С - I_B х 365 = 348 – 11.7 = 336.3V (336V).

Минимальное значение тока, протекающего через дроссель, необходимое для обеспечения условия непрерывности тока:

I_MIN = 2√2 x U_{ВХ RMS} / (6 x π² x f x L) = 2√2 x 336 / (6 х π² x 100 х 30) = 0.0053A (5.3mА), что меньше заданного тока (32мА), протекающего через дроссель.

Значение сопротивления гасящего резистора R_B1 для обеспечения анодного напряжения E_В1 равного 320V при токе 7.3мА (анодный ток каскада SRPP и ток через шунтирующий резистор R_Ш) составит (336 - 320) / 0.0073 = 2192Ω (2.2кΩ). Мощность, выделяемая на этом резисторе, составит (336 - 320) х 0.0073 = 0.12W.

Коэффициент фильтрации RC фильтра, образованного гасящим резистором R_B1 и подключенным к нему конденсатором С_B1 (точка «C»), если не рассматривать влияние R_Ш, который значительно больше сопротивления нагрузки R_Н1, равен

U~_IN / U~_OUT = (R_B1 + Х_СB1 || R_Н1) / ( Х_СB1 || R_Н1 ), где Х_СB1 – сопротивление конденсатора С_B1 на частоте фильтруемых пульсаций (100Гц), что для конденсатора ёмкостью 100μF составит 1 / (2π x 100Hz x 100 x 10^-6) = 16Ω.

Поскольку Х_СB1 || R_Н1 будет примерно равно Х_СB1, то U~_IN / U~_OUT = 1 + R_B1 / Х_СB1 = 1 + 2200 / 16 = 138.5 и, следовательно, переменная составляющая U~_OUT на выходе фильтра составит ~6mV_(P-P) / 138.5 = ~0.04mV_(P-P).

Значение сопротивления гасящего резистора R_B2 для обеспечения анодного напряжения E_В2 равного 168V при токе 23.7мА (анодный ток выходного каскада и ток через шунтирующий резистор R_Ш) составит (336 - 168) / 0.0237 = 7089Ω (7.1кΩ). Мощность, выделяемая на этом резисторе, составит (336 - 168) х 0.0237 = 4W.

Коэффициент фильтрации RC фильтра, образованного гасящим резистором R_B2 и подключенным к нему конденсатором С_B2 (точка «D»), если не рассматривать влияние R_Ш, который значительно больше сопротивления нагрузки R_Н2, равен

U~_IN / U~_OUT = (R_B2 + Х_СB2 || R_Н2) / ( Х_СB2 || R_Н2 ), где Х_СB2 – сопротивление конденсатора С_B2 на частоте фильтруемых пульсаций (100Гц), что для конденсатора ёмкостью 100μF, как и в предыдущем случае, составит 1 / (2π x 100Hz x 100 x 10^-6) = 16Ω.

U~_IN / U~_OUT = 1 + R_B2 / Х_СB2 = 1 + 7100 / 16 = 444.8 и, следовательно, переменная составляющая U~_OUT на выходе фильтра составит ~6mV_(P-P) / 444.8 = ~0.014mV_(P-P).

Примечания

Как выглядят напряжения в точках «А» и «B» при нагрузке, близкой к расчётной можно посмотреть тут.

Описание выпрямителей напряжений накалов

Да, я подаю на накалы ламп выпрямленное и отфильтрованное напряжение.

Принципиальная схема блока питания

Параметры по постоянному току были измерены на полностью собранном усилителе, измеренные величины несколько отличаются от расчётных.

Перечень компонентов

2020 ©Dimitry Lyumet